ТИПОВЫЕ ФУНКЦИОНАЛЬНЫЕ УЗЛЫ ЭЛЕКТРОННЫХ СИСТЕМ

Любая электронная система управления тем или иным агрегатом автомобиля, как правило, состоит из нескольких закон­ченных функциональных узлов, предназначенных для решения соответствующей схемотехнической задачи. К числу таких типовых функциональных узлов относятся: стабилизаторы напряжения; частотно-аналоговые преобразователи, осуществляющие преоб­разование частоты входного сигнала в напряжение постоянного тока; регуляторы силы тока, обеспечивающие поддержание в цепи заданной силы тока или ее изменение по заданному закону в за­висимости от уровня или частоты входного сигнала; элементы защиты как самой электронной системы, так и управляемого ею агрегата от аварийных режимов, к которым относятся, в частности, устройства защиты электронных блоков автоматики от коротких замыканий, перегрузки по току, а также от перенапряжений. Для защиты управляемого агрегата от аварийных режимов в случае отказа тех или иных устройств автоматики или ошибоч­ных действий водителя применяют электронные устройства, пре­дотвращающие возможность самопроизвольного непредусмотрен­ного включения агрегата (например, включения в коробке передач низших передач при высокой скорости движения автомобиля).

 

СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ

При значительных колебаниях напряжения бортовой сети, являющейся источником питания электронной аппаратуры, невозможно обеспечить стабильность характеристик систем регу­лирования без применения стабилизаторов напряжения.

Простейшим устройством, обеспечивающим стабилизацию на­пряжения, является параметрический стабилизатор напряжения, представляющий собой последовательно соединенные резистор и стабилитрон. Для повышения нагрузочной способности таких ста­билизаторов их иногда дополняют эмиттерными повторителями.

Рис. б. Схема стабилизатора, поддержи­вающего заданный уровень напряжения по отношению к отрицательному полюсу ис­точника питания

Преимуществами параметриче­ских стабилизаторов является их малая цена и высокая надежность. Однако они не обеспечивают высо­кой стабильности выходного напря­жения при значительных колеба­ниях напряжения бортовой сети и тока нагрузки. Кроме того, вслед­ствие значительного разброса (как правило, в пределах ±10%) опор­ного напряжения у стабилитронов одного и того же типа невозможно без специального отбора стабилитронов обеспечить в стабилизато­ре заданный уровень выходного стабилизированного напряжения.

Поэтому параметрические стабилизаторы напряжения не полу­чили широкого распространения в электронных системах управле­ния агрегатами автомобилей, поскольку к источникам питания их управляющих устройств предъявляют очень жесткие требования как в части стабильности напряжения питания, так и обеспечения заданной его величины. Последнее имеет особое значение для электронных устройств, содержащих интегральные микросхемы, у которых допустимый разброс напряжения питания может со­ставлять ±5 %.

Эти требования удовлетворяются при использовании для пита­ния электронных устройств компенсационных стабилизаторов на­пряжения с непрерывным регулированием. Такие стабилизаторы представляют собой замкнутую систему автоматического регули­рования, обеспечивающую поддержание заданного выходного напряжения при любых изменениях внешних факторов (напряже­ния бортовой сети, тока нагрузки, температуры). Регулирующим элементом стабилизатора является выходной транзистор, работаю­щий в активном режиме. Между эмиттером и коллектором тран­зистора создается падение напряжения, равное разности напряже­ния бортовой сети и требуемого напряжения стабилизации.

Компенсационные стабилизаторы напряжения широко описаны в литературе [7, 12, 34, 35], поэтому в данном разделе рассмот­рены только некоторые схемы стабилизаторов такого типа, приме­няющиеся в электронных системах управления агрегатами авто­мобилей (сцепление, гидромеханические передачи). На рис. 5 при­ведена принципиальная электрическая схема компенсационного стабилизатора, обеспечивающего получение на выходе (вывод + UCT) стабилизированного напряжения по отношению к отрица­тельному полюсу (массе) бортовой сети (вывод — Ucr). Стабили­затор предназначен для подключения к бортовой сети с номиналь­ным напряжением 24 В. К базе управляющего транзистора VT1 подводится напряжение, равное сумме опорных напряжений Uoni и UОП2 стабилитронов- VD1 и VD2, а напряжение, подводимое к его эмиттеру, определяется выражением



Uэ1 = (Uст - ДUVD4) R4/(R4

+ R5),

где ДUVD4 — падение напряжения в диоде VD4.

Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT1



Для пояснения принципа действия стабилизатора предполо­жим, что в его схеме отсутствует подстроечный резистор R5*, и подставим в формулу (1) значение R5= 0. В этом случае данная формула запишется в виде UБЭ1 = (Uoп1 + Uoп2) +ДUVD4 — UСт-

Если бы напряжение U вэ1 уменьшилось до 0,3 — 0,4 В, то вследствие закрытия транзисторов VT1 и VT2 выходное напряже­ние стабилизатора снизилось бы до нуля. Наоборот, в случае по­вышения напряжения Uвэ1

до 0,55 — 0,65 В произошел бы переход транзисторов VT1 и VT2 в режим насыщения с возрастанием вы­ходного напряжения стабилизатора до значения, близкого к на­пряжению бортовой сети. Ни тот ни другой режим работы транзи­сторов не имеет места, поскольку напряжение U вэ! больше нуля и меньше напряжения бортовой сети. Поэтому в действительности напряжение Uвэ1 в зависимости от условий работы стабилизатора составляет 0,4 — 0,5 В.

Указанные значения U вэ1 соответствуют температуре тран­зисторов (20±5)°С. При увеличении температуры транзистора напряжение Uвэ1 уменьшается, а при уменьшении температуры возрастает.



Рис. 6. Схема стабилизатора, под­держивающего заданный уровень напряжения по отношению к поло­жительному полюсу источника пита­ния

С учетом приведенных данных выходное напряжение стабили­затора может быть определено по формуле Uст = Uоп1 + Uoia — ДUvD4 — (0,4-0,5). Падение напряжения AUVDi составляет 0,6 — 0,7 В, поэтому в первом приближении можно принять, что выходное напряжение стабилизатора определяется только суммой опорных напряжений стабилитронов VD1 и VD2. У различных ста­билитронов одного и того же типа опорное напряжение имеет разброс до ±10 %. Вследствие этого в зависимости от того, какие конкретные стабилитроны будут использованы в стабилизаторе, их выходное напряжение может иметь разброс до ±10%. Если такая разница в значениях стабилизированного напряжения недо­пустима, то в схеме стабилизатора необходимо иметь подстроеч­ный резистор R5*. Чем выше номинальное сопротивление этого резистора, тем больше при прочих равных условиях выходное на­пряжение стабилизатора. Тот же результат можно получить, ана­лизируя формулу (1).



В стабилизаторе напряжения, выполненном в соответствии со схемой, приведенной на рис. 5, при R5 = 0 выходное стабилизиро­ванное напряжение равно 14,5 В. Для улучшения теплового ре­жима транзистора VT2 в результате уменьшения падения напряжения в его переходе эмиттер — коллектор в цепь питания тран­зистора включен балластный резистор R2, имеющий сопротив­ление 10 Ом. Максимальный ток нагрузки стабилизатора состав­ляет 0,5 А, поэтому падение на­пряжения в резисторе R2 не пре­вышает 5 В. Если напряжение бортовой сети даже будет равно минимально допустимому его значению (21,6 В), то и в этом случае при указанном значении падения напряжения к эмиттеру транзистора VT2 будет подве­дено напряжение 16,6 В, что вполне достаточно для получения стабилизированного напряже­ния, равного 14,5 В.

Конденсаторы С1 и С2 применены для уменьшения до прием­лемого уровня пульсаций напряжения на выходе стабилизатора. При этом электролитический конденсатор С1 относительно боль­шой емкости выполняет функции фильтра низких частот, а непо­лярный конденсатор С2 используется для сглаживания высоко­частотных импульсов. Защита стабилизатора от выхода из строя при коротком замыкании в выходной цепи осуществляется с по­мощью диода VD3. Если такое замыкание происходит, то вслед­ствие уменьшения до нуля напряжения на выходе стабилизатора открывается диод .VD3 и напряжение, подводимое к базе транзи­стора VT1, уменьшается до 0,6 — 0,65 В. В результате резко умень­шается ток базы транзистора VT1, вследствие чего происходит ограничение тока в цепях базы, эмиттера и коллектора транзи­стора VT2 и тем самым осуществляется защита данного транзи­стора от выхода из строя.

В стабилизаторе напряжения (рис. 6), обеспечивающем при изменении напряжения бортовой сети в диапазоне 10,8 — 15 В под­держание заданного стабилизированного напряжения (10 — 10,2В) между выходом стабилизатора и положительным полюсом ( + U„) бортовой сети, в качестве источника опорного напряжения стаби­лизатора используется прецизионный стабилитрон VD1 (типа Д818Б).



По отношению к шине — Uст напряжение, подводимое к базе транзистора VT1, определяется выражением

UБ1 = Uст — Uоп                                                                                     (2)

где Uст

— напряжение между положительным полюсом бортовой сети (вывод + UCT) и выходом стабилизатора (вывод — UCT).

Напряжение, подводимое к эмиттеру транзистора VT1, определяется по формуле

Uэ1 = (UстR5 + ДUVD2R3)/(Rз + R5).                                                      (3)

где ДUVD2 — падение напряжения в диоде VD2.

С учетом формул (2) и (3) напряжение между эмиттером и базой транзистора VT1 может быть записано в виде

UЭБ1 = Uоп - (Uст - ДUVD2) R3/(R3 + R5).                                               (4)

Если напряжение UЭБ1 станет меньше 0,3 — 0,4 В, то транзи­стор VT1 будет закрыт. Вследствие этого окажется выключенным транзистор VT2, и выходное напряжение стабилизатора умень­шится до нуля. При увеличении напряжения Uэв1 до 0,5 — 0,65 В транзистор VT1 переходит в режим насыщения, вследствие чего в таком же режиме будет работать и транзистор VT2. В резуль­тате напряжение на, выходе стабилизатора окажется близким к на­пряжению бортовой сети. Очевидно, что как тот, так и другой ре­жимы транзисторов не реализуются в стабилизаторе, поскольку его выходное напряжение не должно быть равно ни нулю, ни напряжению бортовой сети. Вследствие этого напряжение Uэв! будет составлять 0,4 — 0,5 В (в зависимости от напряжения борто­вой сети).

С учетом изложенного выше и выражения (4) формула для определения выходного (стабилизированного) напряжения стаби­лизатора может быть записана в виде

      (5)

Из формулы (5) следует, что при постоянстве падения напря­жения ДUVD2

в диоде VD2 величина стабилизированного напряже­ния UCT зависит только от опорного напряжения U0n стабилитрона VD1 и сопротивления резисторов КЗ, R5. Опорное напряжение стабилитронов типа Д818Б может иметь разброс в пределах 7,2 — 9 В. Для того чтобы при таком разбросе напряжения Uon обеспечить с высокой точностью заданный уровень UCT, резистор R5 используют в качестве подстроечного элемента схемы.



Анализ формулы (5) показывает, что для обеспечения постоян­ ства выходного напряжения стабилизатора независимо от темпе­ратуры окружающей среды необходимо, чтобы при ее увеличении одновременно с уменьшением величины UЭBI снижалось и напря­жение Uou. В случае же снижения температуры значение U0п должно увеличиваться. В рассматриваемом стабилизаторе это тре­бование удовлетворяется, во-первых, вследствие применения ста­билитрона VD1 типа Д818Б, имеющего отрицательный темпера­турный коэффициент напряжения и, во-вторых, в результате включения последовательно с резистором R5 диода VD2. При уве­личении температуры падение напряжения ДUVD2 в диоде VD2 уменьшается, в результате чего снижается напряжение, подводи­мое к эмиттеру транзистора VT1, что и требуется для получения меньшего напряжения UЭБ1.

Испытания стабилизатора, выполненного по схеме, приведен­ной на рис. 6, показали, что при изменении температуры окружаю­щей среды от — 20 до + 70 °С значение Ucr меняется не более чем на +0,1 В.

Хорошая стабильность выходного напряжения стабилизатора при значительных изменениях напряжения источника его питания (бортовой сети) обеспечивается при подключении источника опор­ного напряжения, состоящего из стабилитрона VD1 и резистора R2, к выходному (стабилизированному) напряжению. Благодаря этому сила тока, проходящего через стабилитрон VD1, меняется в небольших пределах, что требуется для получения стабильного опорного напряжения стабилизатора. Указанное подключение ста­билитрона VD1 оказалось возможным в результате применения резистора R1, с помощью которого осуществляется первичный пуск схемы после ее подключения к источнику питания.



Рис. 7. Схемы стабилизатора напряже­ния, выполненного на базе элемента DA1 высокопороговой логики, и эле­мента DA1:

а — схема стабилизатора; б — схема эле­мента DA1

Важным преимуществом рассматриваемого стабилизатора яв­ляется возможность получения заданного стабилизированного на­пряжения UCT при напряжении бортовой сети, превышающем зна­чение U ст всего лишь на 0,3 — 0,5 В. Это имеет особое значение, когда стабилизированное напряжение должно быть на уровне 10 В, а источником питания стабилизатора является бортовая сеть с номинальным напряжением 12 В и, следовательно, с минимально возможным напряжением 10,8 В.



Очень простым по схемотехническому решению является ста­билизатор напряжения, принципиальная схема которого приведена на рис. 7. В этом стабилизаторе поддержание заданного уровня напряжения обеспечивается с помощью логического элемента типа И — НЕ, выполненного по схеме высокопороговой логики. Такие элементы являются составной частью всех логических мик­росхем серии К511 (ЛА1, ЛА2, ЛАЗ, ЛА4, ЛА5 и др.).

Для пояснения принципа действия стабилизатора рассмотрим передаточные характеристики элемента И — НЕ микросхем серии К511 (рис. 8) при напряжениях источника питания Un, равных 15 В (кривая J) и 10,8 В (кривая 2). Если входное напряжение UBX элемента меньше 6 В, то напряжение UВых на выходе элемента имеет высокий уровень, близкий к напряжению источника пита­ния (13,5 В при Uп=15 В и 9,5 В при Uп=10,8 В). При входном напряжении, превышающем 8 В, выходное напряжение элемента снижается до 1,5 В. В диапазоне входных напряжений 6 — 8 В происходит монотонное уменьшение выходного напряжения. Именно на данном участке передаточной характеристики, где величина выходного напряжения зависит от входного напряжения, в рассматриваемом стабилизаторе работает элемент 2И — НЕ. При этом связь между выходным Uвыт

и входным UBX напряжениями элемента (кривые 3

— 6) выражается соотношением

Uвых = Uвх (R2 + R3)/R3 + ДUБЭ1,                                                          (6)

где ДUБЭ1 — падение напряжения в переходе база — эмиттер тран­зистора VTL

Рис. 8. Зависимости, характеризую­щие работу стабилизатора на базе элемента высокопороговой логики:

1 и 2 — передаточные характеристики; 3 — 6 — Uяыx=f(Uвх) при различных со­противлениях резисторов R2 и R3

Однако связь между значениями (UВЫX

и U3I задается переда­точной характеристикой элемента. Поэтому напряжение UВЫх на выходе элемента определяется точкой пересечения его передаточ­ной характеристики и кривой, описываемой формулой (6).

Связь между выходом 3 (см. рис. 7, а) элемента и выходом стабилизатора осуществляется через транзистор VT1, включен­ный по схеме эмиттерного повторителя. Поэтому напряжение на выходе стабилизатора



Uст = Uвых — ДUБЭ1 = Uвх (R2 + R3)/R3.

Напряжение в стабилизаторе поддерживается постоянным бла­ годаря действию отрицательной обратной связи, реализуемой путем соединения выхода стабилизатора и входов элемента (через делитель напряжения, образованный резисторами R2 — R3). Если, например, напряжение на выходе стабилизатора по какой-либо причине стало больше значения Uст, то происходит увеличение входного напряжения элемента. В соответствии с передаточной характеристикой элемента это вызовет уменьшение его выходного напряжения с восстановлением прежнего уровня напряжения Uст на выходе стабилизатора. В случае снижения напряжения на вы­ходе стабилизатора меньше значения UCT входное напряжение элемента уменьшится. В результате возрастет напряжение на вы­ходе элемента, что обеспечит восстановление прежнего уровня напряжения.

В зависимости от соотношения сопротивления резисторов R2 и R3 напряжение на выходе элемента может устанавливаться в пре­делах от 1,5 до 13,5 В при UП=15 В или до 9,3 В при UП=10,8 В. Однако оптимальная зона работы стабилизатора соответствует участку передаточной характеристики, где зависимость UВЫх = =f(UBx) имеет максимальную крутизну. При номинальном напря­жении бортовой сети- 12 В, минимальное напряжение источника питания стабилизатора может быть равно 10,8 В. С учетом этого максимальный диапазон устанавливаемого выходного напряжения элемента составляет 1,5 — 9,3 В (точки пересечения кривых 3 и 6 с кривыми 1 и 2), а оптимальный диапазон — от 3 до 8 В (точки пересечения кривых 4 к 5 с кривыми 1 и 2).

В имеющихся стабилизаторах напряжения, выполненных по схеме, приведенной на,рис. 7, минимальная разница между напря­жением источника питания и стабилизированным напряжением составляла 2,3 — 2,8 В. Это означает, что при номинальном, напря­жении бортовой сети 12 В, с помощью рассматриваемого стабили­затора можно получить стабилизированное напряжение не выше 8,0 — 8,5 В. Поэтому данный стабилизатор предпочтительнее ис­пользовать в автомобилях с номинальным напряжением бортовой сети 24 В. Следует, однако, иметь в виду, что в этом случае мак­симальное напряжение бортовой сети составляет 30 В, в то время как напряжение источника питания микросхем серии К511 не должно превышать 25 В. Поэтому напряжение, подводимое к микросхеме от бортовой сети, необходимо ограничивать, что мо­жет быть выполнено, например, с помощью простейшего парамет­рического стабилизатора напряжения.



Если в состав электронной схемы, которая должна получать питание от стабилизатора напряжения, входит логическая микро­схема серий К511 или другой серии высокопороговой логики, и в этой микросхеме имеется один неиспользованный элемент типа И — НЕ, то его можно использовать для создания стабилизатора напряжения рассматриваемого типа. В этом случае для создания стабилизатора напряжения потребуется минимальное количество комплектующих изделий, что увеличивает целесообразность его применения.

 

ЧАСТОТНО-АНАЛОГОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ

Преобразователи частота — напряжение (ПЧН) или частотно-аналоговые преобразователи являются наиболее распро­страненным типовым функциональным узлом электронных систем управления агрегатами автомобиля.

Такие преобразователи применяют в системах автоматического управления сцеплением, устройствах автоматического управления переключением передач, антиблокировочных системах управления тормозными механизмами автомобилей. Их также используют во многих других системах управления агрегатами двигателя.

Основными показателями, определяющими свойства ПЧН, являются:

рабочий диапазон частот входного сигнала, характеризуемый отношением fmax/fmin;

минимальный уровень входного сигнала, при котором обеспечи­вается работоспособность преобразователя;

линейность преобразования;

быстродействие преобразования, которое оценивают запаздыва­нием изменения уровня выходного сигнала по отношению к изме­нению частоты входного сигнала;

величина пульсаций выходного напряжения UВЫХ (при различ­ных частотах входного сигнала);

стабильность характеристики Uвых=F(f) при изменении напря­жения питания, температуры окружающей среды и т. д.;

помехоустойчивость, т. е. отсутствие сбоев в работе при нали­чии помех в цепях питания и полевых (электромагнитных) помех;

коэффициент использования напряжения источника питания, характеризуемый отношением максимального напряжения на вы­ходе ПЧН к напряжению источника питания.

Кроме того, важным показателем ПЧН, в ряде случаев опреде­ляющим целесообразность его применения, является состав и количество входящих в него комплектующих изделий, поскольку от этого зависит стоимость преобразователя. В зависимости от области применения ПЧН наиболее существенными являются те или иные его показатели.



 

ПЧН с формирователем сигнала

переменной скважности и фильтром

Форма сигнала u0, поступающего на вход ПЧН от дат­чика частоты вращения контролируемого вала, может быть самой различной (рис. 9,а и б). Сигнал u0 поступает на вход усилителя-ограничителя, который преобразует его в выходной сигнал и1. С помощью формирователя сигнала переменной скважности сиг­нал и1

преобразуется в последовательность прямоугольных им­пульсов с постоянной продолжительностью tи и амплитудой uz не­зависимо от частоты f следования сигналов и1. При этом чем выше частота следования сигналов и1 и и2 и соответственно чем меньше продолжительность цикла tц, тем меньше скважность g = tn/tn сиг­налов и2 на выходе формирователя.

После прохождения последовательности импульсов w2 через фильтр низких частот они преобразуются в зависимости u3=F(t). При этом среднее напряжение U3 CP тем больше, чем выше частота входного сигнала, подводимого к ПЧН. Пульсации напряжения и3

при прочих равных условиях оказываются тем меньше, чем боль­ше отношение постоянной времени т фильтра к периоду tц. Поэто­му по мере увеличения частоты входного сигнала и, следователь­но, уменьшения tц уровень пульсаций напряжения и3

снижается.

Выходной усилитель предназначен для увеличения допустимого тока нагрузки ПЧН. Обычно в качестве такого усилителя исполь-1 зуется эмиттерный повторитель.

Преимуществами ПЧН рассматриваемого типа являются линей­ность зависимости его выходного напряжения от частоты входного сигнала, а также возможность реализации ПЧН при использова­нии относительно простых схемотехнических решений. Необхо­димо, однако, иметь в виду, что для обеспечения приемлемого (низкого) уровня пульсаций выходного напряжения в ПЧН необ­ходимо применять фильтр с постоянной времени, величина кото­рой должна на один — два порядка превышать продолжительность Цикла входного сигнала. Поскольку запаздывание изменения вы­ходного напряжения ПЧН по отношению к изменению частоты входного сигнала определяется постоянной времени фильтра, при­менение ПЧН описываемого типа, как правило, возможно при частотах входного сигнала не ниже сотен герц. Если же частота входного сигнала не превышает десятков герц, то запаздывание изменения выходного сигнала увеличится до сотен миллисекунд и Даже единиц секунд, что в ряде случаев недопустимо.





Рис. 9. Формы сигналов ПЧН на базе формирователя выходного сигнала пере­менной скважности и фильтра низких частот: о и б — соответственно при низких и высоких частотах вращения контролируемого вала



Рис. 10. Схема одновибратора на базе логических элементов 2И — НЕ и формы сигналов

Основным элементом ПЧН рассматриваемого типа является формирователь сигнала переменной скважности, в качестве. кото­рого обычно используют либо одновибратор (ждущий мультивиб­ратор), либо дифференциатор сигналов, поступающих с выхода усилителя-ограничителя, в сочетании с интегратором, который при этом выполняет и функции фильтра.

ПЧН с одновибратором. Известно большое число самых раз­личных схем одновибраторов, выполненных как с дискретными элементами, так и на базе аналоговых и цифровых интегральных микросхем [9, 10, 35]. Одной из наиболее простых является приве­денная на рис. 10 схема одновибратора, выполненная на базе двух логических элементов типа 2И — НЕ и содержащая время-задающую дифференцирующую RC-цепь [9, 31].



Рис. 11. Изменение напряжения на времязадающем конденсаторе одновибратора:

1 — 8 — по схеме рис. 10 при различ­ных постоянных времени цепи заряд­ки конденсатора; 4 — по схеме рис. 12

В исходном состоянии одновибратора к входу 1 элемента Э1 подводится напряжение и1

с уровнем, соответствующим «логиче­ской 1», а пуск схемы осуществляется при подаче на вход 1 короткого импульса с уровнем напряжения Uo, соответствующим «логическому 0» (рис. 10).

В исходном состоянии напряжение ue на выходе 6 элемента Э2, являющееся одновременно и выходным напряжением 17ВЫХ

одно-вибратора, равно уровню «логической 1». При этом и к входу 2 элемента Э1 подводится напряжение с уровнем «логической 1», чему соответствует открытое состояние транзистора VT1 данного элемента, обеспечивающее получение на его выходе 3 напряжения Us с уровнем, соответствующим состоянию «логического 0». Напря­жение такого же уровня получается и на входах 4 и 5 элемента Э2, благодаря чему обеспечивается закрытие транзистора VT2. Поэтому, как указывалось выше, на выходе 6 элемента Э2 напря­жение возрастает до уровня «логической 1».



Поступление в момент t1 на вход 1 элемента Э1 напряжения uо с уровнем «логического 0» приводит к увеличению напряжения uз на выходе 3 элемента Э1 до уровня «логической 1». Такой харак­тер изменения напряжения объясняется тем, что резистор R имеет значительно меньшее сопро­тивление по сравнению с резистором R1, и поэтому можно считать, что падение напряжения в резисторе R при прохождении через него тока зарядки конденсатора С близко к нулю.

Напряжение с уровнем «логической 1» в момент времени t1 через разряжен­ный конденсатор С подво­дится к входам 4 и 5 эле­мента Э2, и, поскольку оно выше порогового напряже­ния (Люр, при котором про­исходит изменение напря­жения на выходе элемента Э2, данный элемент перехо­дит в режим работы с открытым транзистором VT2. При этом уровень напряжения Uвых соответствует состоянию «логиче­ского 0». Далее под действием напряжения и3 через резистор R1 осуществляется постепенная зарядка конденсатора С, в резуль­тате чего происходит соответствующее уменьшение напряжения u4,5 на входах 4 и 5 элемента Э2.



Рис. 12. Схема одновибратора с большой продолжительностью импульса на базе логических элементов 2И — НЕ и формы сигналов

В момент времени t2 напряжение u4,5

снижается до значения Uцop. При этом происходит закрытие транзистора VT2 и напряже­ние на выходе одновибратора возрастает до уровня «логиче­ской 1». В результате к обоим входам элемента Э1 оказывается подведенным напряжение с уровнем «логической 1», что обеспе­чивает открытие транзистора VT1 и быструю разрядку через его переход коллектор — эмиттер и диод VD конденсатора С. , После окончания процесса разрядки конденсатора одновибратор устанав­ливается в исходное состояние. Продолжительность импульса tи = t2 — t1 на выходе одновибратора определяется постоянной вре­мени т=R1C. Чем больше т, тем медленнее снижается напряжение На входах 4 и 5 элемента Э2 в процессе зарядки конденсатора С (рис. 11, кривые 1 — 3) и, следовательно, тем больший промежуток времени понадобится для снижения указанного напряжения до значения Unop.



В первом приближении продолжительность tи импульса одно-Вибратора можно определить по формуле tK=RlC lп(Uп/Uпор) (где Un — напряжение питания одновибратора). При расчете по этой формуле получают несколько завышенные значения tи, по­скольку в ней не учитывается падение напряжения в выходной цепи логического элемента Э1 при прохождении через нее тока зарядки конденсатора С.

Стабильность tи в значительной степени зависит от постоянства напряжения Uпор при изменении различных внешних факторов, например температуры элемента Э2. В этом отношении удовлетво­рительные показатели имеют логические микросхемы серии К511, для которых характерно Unop=6-8 В и температурная нестабиль­ность ипор

составляет не более 3 мВ/°С. Для микросхем серии К155 Uпор=0,84-1,2 В, а температурная нестабильность порогового напряжения примерно такая же, как и у микросхем серии К511 (3 мВ/°С). Вследствие этого нестабильность напряжения Uпор по отношению к его номинальному значению у микросхем серии К155 существенно больше, чем у микросхем серии К511. Соответственно хуже и стабильность tu при изменении температуры у одновибра-торов на базе логических схем серии К155.

В тех случаях, когда необходимо получить значение tw порядка сотен миллисекунд и даже секунд, может быть рекомендована схема одновибратора, приведенная на рис. 12 [34]. Этот одновиб-ратор выполнен на базе трех логических элементов типа 2И — НЕ, а его времязадающая цепь образована резистором R и конденса­тором С. Исходное состояние одновибратора соответствует подве­дению к входу 2 элемента Э1 напряжения с уровнем «логиче­ской 1», а пуск схемы осуществляется при подаче на данный вход импульса с уровнем «логического 0» (рис. 12,6). В исходном со­стоянии уровень напряжения на выходе 9 элемента ЭЗ, являюще­гося также выходным напряжением одновибратора, соответствует состоянию «логической 1». При этом к обоим выводам элемента Э1 оказывается подведенным напряжение с уровнем «логиче­ской 1», вследствие чего напряжение на выходе 3 элемента Э1 снизится до уровня «логического О», а напряжение и6



на выходе 6 элемента Э2 увеличится до уровня «логической 1».

Под действием напряжения иб происходит быстрая зарядка конденсатора С, причем ток зарядки проходит через резистор R2 и переход база — эмиттер транзистора VT4. Этот транзистор оста­ется открытым и после окончания зарядки конденсатора, посколь­ку его база через резистор R подключена к положительному по­люсу источника питания. В результате этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ имеет уровень «логического О», а напряжение на выходе 9 данного элемента — уровень «логической 1».

Подача в момент времени t1 на вход 2 элемента Э1 импульса с уровнем «логического 0» приводит к появлению на выходе 3 эле­мента Э1 напряжения с уровнем «логической 1», а на выходе 6 элемента Э2 — «логического О». При этом через открывшийся переход коллектор — эмиттер транзистора VT2 положительный вы­вод конденсатора С соединяется с эмиттером транзистора VT4. Это приводит к изменению полярности напряжения UБЭ, подво­димого к переходу эмиттер — база транзистора VT4, и закрытию этого транзистора. В результате через резистор R4 к входу 8 под­водится напряжение с уровнем «логической 1». Так как напряже­ние на обоих входах элемента ЭЗ соответствует уровню «логиче­ской 1», то на выходе 9 элемента ЭЗ напряжение снижается до уровня «логического 0». Это напряжение подводится к входу 1 элемента Э1, что обеспечивает поддержание напряжения с уров­нем «логической 1» на выходе 3 и напряжения с уровнем «логиче­ского 0» на выходе 6 элемента Э2 и после окончания действия импульса.

После открытия транзистора VT2 через конденсатор С прохо­дит ток в направлении, указанном на рис. 12, а стрелками. Вслед­ствие прохождения этого тока, направление которого противо­положно направлению тока зарядки конденсатора, происходит перезарядка (разрядка) конденсатора с изменением напряжения (см. рис. 12,6). После того, как в процессе перезарядки конденса­тора напряжение Uc на нем уменьшится до нуля, а затем воз­растет до 0,3 — 0,5 В, произойдет открытие транзистора VT4. Вследствие этого напряжение на входе 8 элемента ЭЗ снижается до уровня «логического 0», а напряжение на выходе 9 увеличи­вается до уровня «логической 1».



Появление напряжения с уровнем «логической 1» на выходе 9 элемента ЭЗ и, следовательно, на входе 1 элемента Э1 в сочетании с подведением напряжения такого же уровня к входу 2 элемента Э1 обеспечивает установку одновибратора в исходное состояние. При этом поскольку транзистор VT2 будет закрыт, через резистор R2 произойдет быстрая зарядка конденсатора С, и схема ока­жется подготовленной к последующей работе.

Для реализуемого в одновибраторе процесса перезарядки кон­денсатора (вследствие подведения к нему напряжения питания обратной полярности) характерно более интенсивное снижение напряжения на конденсаторе по сравнению с режимом обычной его разрядки (см. рис. 11). Благодаря этому при Uс=±0,5 В из­менение напряжения в процессе перезарядки конденсатора происходит достаточно интенсивно. Поэтому можно сделать допущение о том, что окончание импульса на выходе одновибратора соответ­ствует перезарядке конденсатора не до уровня 0,3 — 0,5 В, а до напряжения, равного нулю. При таком допущении продолжитель­ность импульса одновибратора

tи = — RС1n0,5=0,7RС.

Стабильность продолжительности импульса tи одновибратора, в первую очередь, определяется характеристиками конденсатора. Если требования к стабильности tи высоки, то нельзя применять в одновибраторе оксидно-полупроводниковые конденсаторы (имеющие минимальные размеры). В этом случае необходимо ис­пользовать конденсаторы иного типа, но во избежание чрезмер­ного увеличения размеров аппаратуры емкость конденсатора С приходится значительно ограничивать. Для получения же требуе­мой величины in необходимо увеличивать сопротивление рези­стора R. В рассматриваемом одновибраторе эта задача решается без особых затруднений путем применения транзистора VT4 с вы­соким коэффициентом усиления.

Это можно проиллюстрировать на примере использования в одновибраторе логических микросхем серии К511, у которых максимальная сила входного тока составляет ~0,5 мА. Такой ток Iк должен проходить в цепи коллектора транзистора VT4 и для его обеспечения сила тока в цепи базы транзистора (проходящего через резистор R)





где р — коэффициент усиления транзистора по току; k — коэффи­циент, учитывающий необходимость увеличения силы тока базы для гарантированного получения режима насыщения транзистора, k= 1,3-7-1,5.



Рис. 13. Схема усилителя сиг­налов датчика частоты вра­щения

Значение р для ряда типов выпускаемых транзисторов (напри­мер, КТ3102, КТ342, КТ373) составляют не менее 100 — 200. Тогда сила тока базы транзистора VT4 должна быть не менее 3,75 — 7,5 мкА. При напряжении питания одновибратора, равном 15 В, для получения такого тока потребуется применение резистора R с сопротивлением 2 — 4 МОм. Следует, однако, иметь в виду, что для обеспечения стабильной работы автомобильной электронной аппаратуры применять резисторы со столь высоким номинальным сопротивлением не рекомендуется из-за возможных нарушений ее работы под воздействием токов утечки. Поэтому верхний допусти­мый предел сопротивления резистора R должен составлять 500 кОм — 1 МОм. При таких номинальных сопротивлениях рези­стора R для получения, например, продолжительности импульса tи=100 мс в одновибраторе необходимо применять конденсатор С емкостью не более 0,15 — 0,33 мкФ.



Рис. 14. Формы сигналов усилителя датчика частоты вращения при различных амплитудах входного сигнала

При использовании в составе ПЧН описанных одновибраторов для обеспечения их нормального функционирования необходимо подавать на вход одновибратора импульсы, амплитуда которых выше порогового напряжения Uпор применяемых микросхем. Данное тре­бование в некоторых случаях может быть обеспечено и без применения в составе ПЧН усилителя-ограничи­теля. В частности, это возможно в системах управления, в которых в ка­честве входного сигнала используется частота вращения коленчатого вала двигателя и вход ПЧН подключается к прерывателю системы зажигания, уровень напряжения на котором не ниже напряжения бортовой сети. Если же в качестве датчика частоты вра­щения контролируемого вала применяют устройства индукторного типа или тахогенераторы, то при низких частотах вращения вала амплитуда сигналов датчика недостаточна для нормальной рабо­ты одновибраторов. В этих случаях между выходом датчика и входом одновибратора устанавливают усилитель-ограничитель сигналов, который преобразует поступающие на его вход сигналы произвольной формы и небольшой амплитуды в последователь­ность прямоугольных импульсов с амплитудой, близкой к напря­жению бортовой сети.



На рис. 13 приведена схема одного из возможных вариантов такого усилителя, выполненного на базе дискретных элементов. Первый каскад усилителя, состоящий из транзистора VT1, конден­сатора CJ и резисторов Rl — R4, выполнен по общеизвестной схеме усилителя с емкостной связью {31]. Вторым каскадом уси­лителя является ключ, выполненный на транзисторе VT2. Выход первого каскада (точка В) соединяется со входом второго каскада (точка С) через разделительный конденсатор С2, благодаря чему на вход второго каскада не попадает постоянная составляющая напряжения. Характер изменения напряжения, действующего в различных элементах усилителя, показан на рис. 14, на котором использованы следующие обозначения: Un0p — пороговое напряже­ние открытия транзистора VT1; Uнас — напряжение насыщения транзистора VT1; UCM — напряжение на базе транзистора VT1 при отсутствии внешнего сигнала (напряжение смещения).

Усилитель, выполненный по схеме согласно рис. 13, целесооб­разно применять в тех случаях, когда выходной сигнал тахомет-рического преобразователя имеет амплитуды не меньше 0,5 В. В этом случае сигнал Uвых на выходе усилителя при изменении амплитуды входного сигнала Uвх в широких пределах имеет прак­тически постоянную скважность, т. е. отношение продолжитель­ности цикла tц к продолжительности tи

импульса постоянно (рис. 14).

Если амплитуда входного сигнала усилителя меньше 0,5 В, то скважность сигнала начинает заметно уменьшаться. Для некото­рых систем управления такое непостоянство величины скважности недопустимо. В этом случае для получения на выходе усилителя последовательности импульсов постоянной скважности независимо от уровня входного сигнала (начиная с десятков милливольт) в качестве основного элемента усилителя-ограничителя применяют операционный усилитель, работающий в режиме усилителя с по­ложительной обратной связью, компаратор (или триггер Шмидта). Такой эффект достигается в результате того, что операционный усилитель переходит из режима с минимальным выходным напря­жением в режим с максимальным выходным напряжением при изменении напряжения, подводимого к его входам, всего лишь на единицы или максимум на десятки милливольт.





Рис. 15. Схемы усилителей- ограничителей для обработки входных сигналов низ­кого уровня датчика частоты вращения:

а — без разделения цепей постоянного и переменного токов; б — с разделительным кон­денсатором между входной цепью усилителя и обмоткой датчика частоты вращения

На рис. 15 приведены схемы усилителей-ограничителей, кото­рые могут быть рекомендованы для применения при низких уров­нях входного сигнала датчика частоты вращения. В этих схемах синфазным сигналом операционного усилителя является напряже­ние, подводимое к его входам от делителя напряжения (резисторы R1 и R2).

В схеме на рис. 15, а переменная ЭДС, индуктируемая в об­мотке датчика частоты вращения, является дифференциальным сигналом для операционного усилителя. Благодаря этому даже при небольшой амплитуде ЭДС при изменении ее полярности почти скачкообразно меняется уровень напряжения на выходе операционного усилителя. В результате соединения выхода опера­ционного усилителя с его неинвертирующим входом через резистор R4 большого сопротивления в усилителе создается небольшая положительная обратная связь, позволяющая получить еще более крутой фронт выходного напряжения.

В схеме согласно рис. 15,6 изменение полярности ЭДС, индук­тируемой в обмотке датчика частоты вращения, обеспечивает периодическое изменение напряжения на инвертирующем входе усилителя. Наличие в усилителе положительной обратной связи вследствие включения между выходом и неинвертирующим входом усилителя резистора R4, обусловливает смещение кривых 1 и 2 (рис. 16) вверх от оси абсцисс на величину ДUос. В результате в усилителе формируется дифференциальный сигнал с крутым фронтом изменения в районе значений t, при которых изменяется полярность кривых 1 и 2. Вследствие этого импульсы напряжения на выходе усилителя имеют практически прямоугольную форму (кривые I" и 2").

Применение положительной обратной связи в усилителе обес­печивает не только увеличение крутизны фронта выходного сиг­нала, но также позволяет получить постоянную его скважность, равную 2. Следует отметить, что в тех случаях, когда амплитуда сигнала преобразователя значительно выше UCM (по крайней мере на один порядок), можно получить крутой фронт и практически постоянную скважность выходного сигнала без применения поло­жительной обратной связи.



Схема, выполненная согласно рис. 15, а, содержит меньшее число элементов по сравнению со схемой, приведенной на рис. 15,6. Однако в схеме на рис. 15,6 обмотка преобразователя не нагружается постоянной составляющей тока, в результате чего повышается его чувствительность.

ПЧН с дифференциатором входных сигналов в сочетании с ин­тегратором. Принципиальная электрическая схема ПЧН данного типа, получающего сигналы от датчика частоты вращения индукторного типа, приведена на рис. 17. Для преобразования синусоидального сигнала, ин­дуктируемого в обмотке дат­чика частоты вращения, в по­следовательность прямоуголь­ных импульсов используется усилитель УО, схема которого была описана выше (см. рис. 13). Преобразование ука­занной последовательности импульсов в выходной анало­говый сигнал выполняется формирователем сигнала пере­менной скважности ФСК (дифференциатор сигналов в сочетании с интегратором) и фильтром низких частот ФНЧ. Интегратор выполнен на базе токоразностного усилителя DA1, а фильтр низких частот содержит конденсатор С5 и резистор R10 [10]. Усиление входного сигнала осуществля­ется с помощью транзистора VT3, включенного по схеме эмиттерного повторителя.



Рис. 16. Формы сигналов усилителей по схемам рис. 15:

1 и 2 — входные сигналы различной амплитуды; 1' и 2' — сигналы на неин­вертирующем входе, соответствующие сигналам 1 и 2, с учетом действия об­ратной связи; 1" и 2" — сигналы на вы­ходе, соответствующие сигналам 1' и 2'; Г" и У — сигналы на выходе, соот­ветствующие сигналам I и 2 без дейст­вия обратной связи

При появлении на выходе усилителя-ограничителя (коллектор транзистора VT2) импульса напряжения V (рис. 18) происходит зарядка конденсатора СЗ, причем ток его зарядки Iсззар одновре­менно является и током Iн, проходящим через неинвертирующий вход усилителя DA1. В процессе зарядки сила тока

Iн = (U/Rзap) exp [-t/(RзарС3)], где Rзар = R6 + R8.



Рис. 17. Схема ПЧН с дифференциатором входных сигналов в сочетании с инте­гратором





Рис. 18. Формы сигналов интегратора на базе токоразностного усилителя:

а и б — соответственно при низкой и высокой частотах сигналов от датчика частоты вра­щения

После окончания действия импульса (период tл) происходит разрядка конденсатора СЗ через диод VD2 и резистор R7. Харак­тер изменения силы тока в процессе зарядки Iсззар и разрядки Iсзраз конденсатора СЗ показан на рис. 18. У «идеального» токо­разностного усилителя сила тока Iн

должна быть равна силе тока Iи, проходящего через инвертирующий вход усилителя. В рассмат­риваемой схеме ток Iи формируется под действием напряжения Uвых1 на выходе усилителя DA1, которое равно напряжению UCb до которого заряжен конденсатор С4.

В период действия импульса U сила тока Iи

равна сумме сил токов, проходящих через резистор R9 и конденсатор С4, т. е.

Iи = IR9 + IC4эар.                                                                                       (7)

Напряжение на конденсаторе С4 в процессе его зарядки

                                                       (8)

где Uс4н — напряжение на конденсаторе С4 в момент начала его зарядки.

С учетом равенства Iн=Iи и формул (7) и (8) может быть за­писано соотношение



в результате дифференцирования которого получаем



Общим решением данного неоднородного дифференциального уравнения является выражение



где A — постоянная величина, которую находят исходя из началь­ных условий.

В момент начала зарядки конденсатора, т. е. при t = 0, UС4зар = — UC4 н. Соответственно этому начальному условию

  (9)

В момент окончания действия импульса U, т. е. при t = t3ap, напряжение на конденсаторе С4 достигает своего наибольшего значения (7ОМ (в данном цикле зарядки-разрядки), которое с уче­том формулы (9) определяется выражением

  (10)

Е периоды между действием импульсов происходит разрядка конденсатора С4 на резистор R9, т. е. напряжение на этом конден­саторе Uс4Раз= Uсм

ехр[ — t/(R9C4)].

При установившемся режиме работы интегратора напряжение на конденсаторе С4 в конце его разрядки (t = tf3i3) равно напряже­нию на данном конденсаторе в начале зарядки. Исходя из этого UС4 н = Uсм ехр[ — tраз/(R9C4)]. В результате преобразования этого



выражения с учетом формулы (10) получаем



где tц — продолжительность цикла работы интегратора, tц= tзар+tраз; Uc4cp — среднее напряжение на конденсаторе С4.

Для обеспечения небольшого уровня пульсаций выходного на­пряжения UBЫX должно быть выдержано условие tЦ<R9С4 и, сле­довательно, tpa3<R9d. В этом случае без внесения значительных погрешностей в результаты расчетов экспоненциальные функции могут быть заменены следующими зависимостями:



Зарядку конденсатора С4 можно считать практически закон­чившейся, когда сила тока Iн = Iи

снижается до 5 % ее максималь­ного значения. Такое уменьшение силы тока Iн происходит за период времени t3up = 3RзарС3. Очевидно, что t3&p должно быть меньше продолжительности цикла tц. В противном случае будет отсутствовать разрядка конденсатора С4. С учетом этого

Uсм = kf и UС4ср = UСм,

где f — частота входного сигнала, f=1/tц;



Коэффициент k представляет собой постоянную величину, которая зависит только от напряжения V импульсов, подводимых к дифференцирующей цепи интегратора, и сопротивления его резисторов и конденсаторов. Соответственно этому напряжение Uвых1

на выходе интегратора, равное напряжению UС4ср, пропор­ционально частоте f входных сигналов (см. рис. 18).

Принцип действия рассматриваемого ПЧН основан на перио­дически повторяющихся периодах зарядки и разрядки конденса­тора С4, поэтому на выходе усилителя DA1 неизбежно наличие пульсаций напряжения UBЫХ 1. Абсолютная величина этих пульса­ций не зависит от частоты входного сигнала, но по отношению к UС4ср она тем больше, чем ниже эта частота.



Рис. 19. Структурная схема ПЧН с преобразованием вход­ного сигнала в течение цикла

Для уменьшения уровня пульсаций на выходе ПЧН применяют дополнительный фильтр низких частот, состоящий из резистора R16 и конденсатора С5. Для получения в рассматриваемом ПЧН приемлемого (низкого) уровня пульсаций выходного напряжения Uвых2 (см. рис. 17) в нем приходится применять времязадающие RC-цепи с постоянными времени на один — два порядка выше продолжительности цикла входных импульсов. Вследствие этого дан­ный ПЧН имеет невысокое быстродействие, и во избежание недо­пустимого запаздывания изменения его выходного сигнала по от­ношению к входному сигналу он в ряде случаев может быть при­менен при частотах входного сигнала не ниже сотен герц. Если же частоты входного сигнала составляют порядка десятков герц и допустимым является низкий уровень пульсаций, то ПЧН следует выполнять по какой-либо из схем, рассматриваемых ниже.



 

ПЧН с управляемыми интеграторами входных сигналов

В ПЧН данного типа с помощью управляемого интегра­тора происходит преобразование периода (или полупериода) входного сигнала в напряжение постоянного тока в следующем порядке:

1) от переднего или заднего фронта импульса входного сигнала подается команда на возврат интегратора в исходное состояние. При этом происходит быстрая разрядка ранее заряженного кон­денсатора интегратора с уменьшением на нем напряжения до нуля или другого заданного уровня;

2) после возврата интегратора в исходное состояние начи­нается зарядка его конденсатора, которая длится в течение пери­ода действия импульса входного сигнала или в продолжение всего цикла входного сигнала;

3) в конце зарядки конденсатора интегратора уровень напряжения на нем запоминается, после чего процесс преобразования повторяется вновь.



Рис. 20. Изменение формы сигналов в ПЧН с преобра­зованием входного сигнала в течение цикла

Рассмотрим схемы ПЧН двух типов, в которых используется указанный принцип преобразования. Они отличаются тем, что в первом из них осуществляется зарядка одного интегрирующего конденсатора в течение всего цикла работы, а во втором приме­нены два интегрирующих конденсатора, поочередно заряжаемые в течение действия входного импульса и паузы между импуль­сами.

ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла. Действие данного ПЧН, структурная схема которого приведена на рис. 19, основано на том, что в течение всего цикла действия вход­ного сигнала конденсатор Си интегратора заряжается, а в конце цикла уровень напряжения на данном конденсаторе запоминается в результате кратковременного его соединения с конденсатором Сзэ

запоминающего элемента. После этого происходит быстрая разрядка конденсатора интегратора, и цикл работы повторяется (А. с. 790280, СССР, МКИ3 Н 03 К 9/06).

Рассмотрим действие ПЧН с момента появления импульса входного сигнала Uвх (рис. 20, точка А). От переднего фронта этого сигнала подается команда на формирование короткого им­пульса Uраз зэ, который управляет ключом быстрой разрядки кон­денсатора запоминающего элемента. При этом (за часть периода tраз зэ) напряжение UСзэ



на данном конденсаторе быстро уменьшается до нуля. После окончания действия импульса Uраззэ от его заднего фронта подается команда на формирование корот­кого импульса Uзарзэ. вследствие чего обеспечивается связь между конденсатором Си интегратора и конденсатором Сзэ за­поминающего элемента. Благодаря этому в течение части периода tзарзэ от конденсатора Си осуществляется зарядка конденса­тора Сзэ, напряжение UC39 на котором возрастает от нуля до значения равного напряжению UCVL на конденсаторе интегратора (в данный период времени). - v v

После окончания действия импульса UзарЗЭ от его заднего фронта подается команда на формирование короткого импульса Uраз

и, который обеспечивает включение ключа, осуществляющего быструю разрядку конденсатора интегратора (см. рис. 20) После окончания действия импульса UразИ

происходит выключение клю­ча разрядки конденсатора интегратора, что обеспечивает его по­следующую зарядку. Далее весь цикл работы ПЧН повторяется

Характер изменения напряжения Uсзэ, до которого заря­жается конденсатор запоминающего элемента, аналогичен изме­нению выходного напряжения ПЧН. В свою очередь, величина и с зэ зависит от напряжения UCH, до которого зарядился кон­денсатор интегратора к моменту появления импульса Uзар зэ

Чем выше частота f входных импульсов, тем меньше продолжи­тельность цикла tц и, следовательно, короче период, в течение которого заряжается конденсатор интегратора. По мере повыше­ния частоты входных сигналов уменьшается значение иси и сни­жается напряжение Uc зэ. Вследствие этого обеспечивается зави­симость напряжения на выходе ПЧН от частоты входных сигналов



Рис. 21. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла

Следует отметить, что у ПЧН, действующего по рассмотрен­ному принципу, напряжение UВЫХ на выходе уменьшается по мере повышения частоты входного сигнала. Если такой характер зави­симости Uвых=F(f) неприемлем, т. е. необходимо обеспечить уве­личение выходного напряжения ПЧН с повышением частоты вход­ного сигнала, то схема ПЧН должна быть выполнена таким обра­зом, чтобы его выходное напряжение было равно разности посто­янного напряжения (например, напряжения источника питания) и напряжения исзэ.



Таким образом, быстродействие ПЧН, т. е. продолжительность формирования выходного напряжения в зависимости от частоты входного сигнала, равно продолжительности цикла входного сиг­нала. Это весьма высокий показатель быстродействия ПЧН.

Недостатком данного ПЧН является наличие провалов в кри­вой выходного напряжения (см. рис. 20). Эти провалы, однако, весьма короткие по продолжительности, и их легко ликвидировать либо с помощью фильтра, имеющего малую постоянную времени, либо иными способами, которые рассмотрены ниже.

Схема ПЧН, действующего в соответствии с рассмотренным принципом, изображена на рис. 21. Для обеспечения четкой работы формирователей периодов зарядки и разрядки конденсаторов интегратора С5 и запоминающего элемента С6 необходимо пода­вать на вход этих формирователей прямоугольные импульсы. Дан­ное требование обеспечивается благодаря выполнению преобразо­вателя входных сигналов в виде ключа на транзисторе VT1.

Напряжение UK1 на коллекторе транзистора VT1 (рис. 22) явля­ется входным напряжением для формирователя периода разрядки конденсатора С6 запоминающего элемента, состоящего из конден­сатора С2, резисторов R5 и R6, а также транзистора VT2.

В момент появления напряжения UKI (рис. 22, точка А) через ранее разрядившийся конденсатор С2 на базу транзистора VT2 поступает ток Iв2=Iс2. Открытие при этом перехода коллектор — эмиттер транзистора VT2 обеспечивает быструю разрядку конден-тасора С6 и, как следствие, снижение до нуля выходного напря­жения UВЫХ.



Рис. 22. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 21: а и б — соответственно при низкой и высокой частотах входного сигнала

В результате прохождения тока IC2 через конденсатор С2 про­исходит постепенная его зарядка, вследствие чего уменьшается до нуля базовый ток транзистора VT2, и он выключается.

При появлении напряжения Uкл наряду с открытием транзи­стора VT2 включается и транзистор VT3, поскольку в его базу поступает ток IБЗ=IСЗ

через ранее разрядивший конденсатор СЗ. В результате этого напряжение на базе транзистора VT7 сни­жается, что обеспечивает его выключение с отключением от отри­цательного полюса источника питания базы транзистора VT8. Тем самым подготовляется возможность последующей зарядки конден­сатора Сб.



При включении транзистора VT3 через резисторы R10 и R11 происходит разрядка ранее заряженного конденсатора С4 и под­готовляется включение транзистора VT4 после того, как произой­дет выключение транзистора VT3. Но до тех пор, пока транзистор VT3 включен, вместе с транзистором VT4 остается закрытым и транзистор VT5, благодаря чему происходит беспрепятственная зарядка конденсатора С5 через резистор R15. При этом напряже­ние, подводимое к базе транзистора VT6,

UБ6 = Un-UC6,                                                                                          (11)

где UС5 — напряжение на конденсаторе С5; Ua — напряжение ис­точника питания ПЧН.

Напряжение, подводимое к конденсатору С6 от эмиттера тран­зистора VT9 после выключения транзистора VT7,

UС6 = UБ6 + ДUЭБ6

+ ДUЭБ8 + ДUVD2 — ДUБЭ9,                                    (12)

где ДUЭБ6, ДUЭБ8 и ДUБЭ9

— падения напряжения на переходе база — эмиттер соответственно транзисторов VT6, VT8, VT9; ДUVD2 — падение напряжения в диоде VD2.

В первом приближении можно принять, что все указанные падения напряжения имеют одинаковую величину ДU. При этом условии выражение (12) с учетом формулы (11) имеет вид

Uсб = Uп-Uс5

+ 2ДU.                                                                              (13)

Напряжение на выходе ПЧН

Uвых = UС6-ДUБЭ10-ДUБЭ11,                                                                    (14)

где ДUБЭ10

и ДUвэ11 — падения напряжения на переходе база-эмиттер соответственно транзисторов VT10 и VT11.

Если, как и ранее принять, что ДUБЭЮ = АUБЭП =А(У, то фор­мулу (14) можно записать в виде

UВЫХ = Vп-Vc5.                                                                                       (15)

Зарядка конденсатора С6 начинается не сразу после включе­ния транзистора VT3, а только после того, как вследствие зарядки конденсатора С2 произойдет выключение транзистора VT2, и по­ложительный полюс конденсатора С6 будет отсоединен от отрица­тельного полюса источника питания. Начало этого периода на рис. 22 обозначено точкой Б, а его окончание соответствует мо­менту выключения транзистора VT3, т. е. при уменьшении до нуля тока IБЗ =IC3. Зарядка конденсатора С6 осуществляется через резистор R19, имеющий малое сопротивление. Благодаря этому зарядка данного конденсатора до напряжения источника зарядки, равного величине Uп — UС5+2ДU, происходит в очень короткий промежуток времени (рис. 22), который всегда короче макси­мально возможного периода его зарядки (до момента выключения транзистора VT3), определяемого интервалом между точками Б и В. Таким образом, гарантируется нормальное функционирование ПЧН даже при значительных разбросах параметров комплектую­щих изделий его времязадающих цепей.



Конденсатор С6 к его зарядной цепи подключается практически в конце зарядки конденсатора С5, когда он уже заряжен до мак­симального значения напряжения UC5max (соответствующего дан­ной частоте входных сигналов). Для этого случая формулы (13) и (15) следует записать в виде

Uс6 = Uп — Uc5max + 2ДU;                                                                              (16)

UВЫХ=Uп—Uc5max.                                                                                  (17)

После того, как вследствие зарядки конденсатора СЗ произой-ден выключение транзистора VT3, на его коллекторе появится на­пряжение Uкз высокого уровня. При этом включится транзистор VT7, вследствие чего будет прервана связь между конденсатором С6 и источником его зарядки. В то же время через ранее разря­дившийся конденсатор С4 и резистор R10 в базу транзистора VT4 поступит ток, что обеспечит включение как данного транзистора, так и транзистора VT5 (вследствие замыкания цепи тока IB5

его базы). В результате этого через открытый переход коллектор — эмиттер транзистора VT5 и резистор R14 низкого сопротивления произойдет быстрая разрядка конденсатора С5 (рис. 22).

Протекание тока через конденсатор С4 приведет к постепенной его зарядке с уменьшением до нуля силы тока IБ4. Следствием этого является закрытие транзисторов VT4 и VT5, после чего на­чинается новый цикл зарядки конденсатора С5. Из анализа фор­мулы (17) следует, что (7ВЫХ

возрастает по мере уменьшения на­пряжения Uс5mах. С повышением частоты входных сигналов на­пряжение Uc5max

уменьшается и, следовательно, возрастает вы­ходное напряжение UВЫх.

Таким образом, в течение любого цикла действия входного сиг­нала установившееся значение напряжения на конденсаторе С6 определяется напряжением Uc5max, до которого конденсатор С5 зарядился в конце предшествовавшего цикла. С учетом этого на­пряжение, действующее на выходе ПЧН в течение i-гo цикла входного сигнала,

UBЫХi = Uп — UC5max(i — 1),                                                                      (18)



где UC5 max(i-1) — максимальное напряжение на конденсаторе С5 в конце (i — 1)-го цикла.

Зависимость напряжения Uвых на выходе ПЧН от частоты f входных сигналов, полученная при испытаниях ПЧН, выполнен­ного по схеме рис. 21, является нелинейной (рис. 23). Однако, как это показано штриховыми линиями на рис. 23, нелинейная харак­теристика ПЧН может быть с достаточной точностью представ­лена в виде двух отрезков с линейным изменением выходного на­пряжения от частоты входного сигнала в диапазонах 20 — 70 и 70 — 130 Гц. Для ряда устройств электронных систем управления агрегатами автомобилей линейность зависимости Uвых = F(f) не является обязательным требованием к характеристике ПЧН.

Выходное напряжение ПЧН по схеме рис. 21 является функ­цией напряжения, до которого заряжается конденсатор С5, При этом несмотря на то, что связь между конденсатором С5 и выхо­дом ПЧН осуществляется через несколько полупроводниковых приборов, в выражении (18) отсутствуют составляющие, завися­щие от характеристик этих полупроводниковых приборов. Данная особенность схемы является существенным ее преимуществом, поскольку обеспечивается высокая температурная стабильность характеристики Usblx

= F(f) ПЧН, несмотря на значительное влия­ние температуры на параметры полупроводниковых приборов. Такой результат получен вследствие того, что связь между конден­сатором С5 и выходом ПЧН образова­на с помощью эмиттерных повторите­лей, выполненных на базе транзисто­ров типа р-n-р (VT6, VT8) и типа n-р-n (VT9, VT10, VT11). При этом падения напряжения в переходах ба­за — эмиттер транзисторов типов р--n-р и n-р-n имеют обратные зна­ки, что обеспечивает их взаимную компенсацию, независимо от темпера­туры окружающей среды. В рассмат­риваемой схеме вместо одного эмит-терного повторителя на базе транзи­стора типа р = n = р используется диод VD2, падение напряжения в котором компенсирует падение напряжения в одном из эмиттерных повторителей на базе транзисторов типа n-р-n.





Рис. 23. Зависимость напряже­ ния на выходе ПЧН по схеме рис. 21 от частоты входного сигнала



Рис. 24. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего управляемый фильтр низких частот

У ПЧН, выполненного по схеме рис. 21, имеются провалы на­пряжения на конденсаторе С6 в периоды его зарядки и разрядки (см. рис. 22). Такие же провалы напряжения передаются от кон­денсатора С6 на выход ПЧН через транзисторы VT10 и VT11. Этот недостаток устранен в ПЧН, выполненном по схеме рис. 24, кото­рая отличается от рассмотренной выше схемы наличием дополни­тельного управляемого фильтра низких частот ФНЧ, состоящего из резистора R20 и конденсатора С7.

Источником зарядки конденсатора С7 является конденсатор С6, поэтому напряжение, до которого заряжается конденсатор С7, определяется следующим выражением, в котором для упрощения принято, что падение напряжения в переходе база — эмиттер всех транзисторов является одинаковым и составляет ДU:

UC7 = UC6

— ДUБЭ10 = Uc6 — ДU.                                                         (19)

Разрядка конденсатора С7 происходит через диод VD3 при включении транзистора VT4,

Особенность подключения фильтра низких частот заключается в том, что периоды зарядки и разрядки конденсаторов С6 и С7 смещены во времени (рис. 25). В течение промежутка времени tn, когда имеется резкое уменьшение напряжения на конденсаторе С6, конденсатор С7 продолжает оставаться заряженным, и напряжение на нем определяется выражением (19). При этом напряжение на выходе ПЧН

U'вых = UC7 — ДUБЭ12 = Uc7 — АU = UC6 — 2ДU.

Вследствие малой длительности промежутка времени tп для обеспечения постоянства напряжения на выходе ПЧН требуется конденсатор С7 небольшой емкости. К моменту окончания периода tn завершается зарядка кон­денсатора С6 и напряжение на выходе ПЧН

U"вых = Uсв — ДUБЭ10 — ДUБЭ11 = Uc6 — 2ДU.

Это напряжение равно напря­жению U'вых, которое обеспе­чивалось на выходе ПЧН в период tп вследствие действия конденсатора С7.





Рис. 25. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 24

Период tф, в течение кото­рого заряжается и разряжа­ется конденсатор С7, начи­нается лишь после окончания периода tu. Благодаря этому у ПЧН, выполненного соглас­но схеме рис. 24, отсутствуют провалы в выходном напряже­нии (см. рис. 25). Такой же эффект достигается при реали­зации в ПЧН принципа «сле­дящей разрядки» конденсатора запоминающего элемента.

Суть принципа заключается в том, что разрядка или за­рядка конденсатора запоми­нающего элемента, осуществ­ляемая в конце каждого цикла входного сигнала, проводится до различной величины напря­жения на конденсаторе в за­висимости от частоты вход­ного сигнала, действующего в течение данного цикла. При этом реализуются следующие режимы зарядки или разрядки конденса­тора запоминающего элемента после окончания каждого из цик­лов входного сигнала:

если частота входного сигнала в текущем цикле равна его частоте в предшествовавшем цикле, то конденсатор запоминаю­щего элемента не заряжается и не разряжается, т. е. напряжение на нем не изменяется;

при частоте входного сигнала в текущем цикле, меньшей, чем в предыдущем цикле, после окончания текущего цикла конденса­тор запоминающего элемента разряжается до такого остаточного напряжения, которое должно соответствовать уровню зарядки конденсатора интегратора в текущем цикле;

если частота входного сигнала в текущем цикле больше, чем в предшествовавшем, то после окончания текущего цикла сразу же происходит зарядка конденсатора запоминающего элемента до напряжения, которое должно установиться на нем в соответствии с уровнем зарядки конденсатора интегратора в текущем цикле.



Рис. 26. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего элемент следящей разрядки

Схема ПЧН, в котором реализован принцип следящей раз­рядки, приведена на рис. 26. Она отличается от схемы ПЧН по рис. 21 наличием дополнительного элемента слежения, состоящего из транзисторов VT12 и VT13, стабилитрона VD3 и резисторов R20, R22 (на рисунке этот элемент очерчен тонкой сплошной линией).



Конденсатор С6 запоминающего элемента разряжается через переход коллектор — эмиттер транзистора VT12, который откры­вается, когда к его базе подводится напряжение UБ12, на 0,4 — 0,5 В большее, чем напряжение U 312, подводимое к его эмиттеру.

В ПЧН, выполненном по рассматриваемой схеме, сразу же после окончания 1-го цикла входного сигнала происходит быстрая зарядка или разрядка конденсатора С6 запоминающего элемента до напряжения, определяемого напряжением, до которого к дан­ному моменту зарядился конденсатор С5 интегратора. Далее в течение всего (i+l)-гo цикла напряжение на конденсаторе С6 остается неизменным и может быть определено по формуле

Uc6(i+l) = Uп — UC5maxi + 2ДU.                                                                (20)

С учетом структуры этой формулы напряжение на конденса­торе С6 в течение 1-го цикла

UC6t = Ua — Uc5max(i-1)

+ 2ДU.                                                               (21)

В период, предшествующий окончанию i-ro цикла, напряжение

на базе транзистора VT12

UБ12i = UC6i — 2ДU = Un — UC5max(i-1).                                                  (22)

Такое же напряжение UfB12i = UBlZi подводится к базе тран­зистора VT12 и к моменту окончания i-ro цикла, а напряжение, подводимое к эмиттеру транзистора VT12 в данный момент вре­мени,

UЭ12i = Un — UC5maxi

+ 2ДU — UVD3,                                                     (23)

где UVD3 — опорное напряжение стабилитрона VD3.

С учетом формулы (20) выражение (23) может быть записано в виде

UЭ12i= Uсб(i+1) — UVD3.                                                                            (24)



Рис. 27. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 26 при уменьшении частоты входного сигнала

Для того чтобы исключить резкое снижение напряжения на вы­ходе ПЧН, необходимо обеспечить следующие режимы его работы сразу же после окончания 1-го цикла:

при Uc6(i+1)>Uc6i конденсатор С6 должен только заряжаться, а напряжение на нем увеличиваться от UС6 i- до UC6(i+1);



при Uc6(i+1)< Uc6i конденсатор С6 должен разряжаться, и на­пряжение на нем снижаться от Ucei

до Uc6(i+1);

при Uc6(i+1)=Uc6i конденсатор не должен ни заряжаться, ни разряжаться.

С учетом формул (22) и (24) напряжение между базой и эмит­тером транзистора VT12 к моменту окончания 1-го цикла

UБЭ12i = U'Б12i — UЭ12i =Uc6i — Uc6(i+1)

+UVD3 — 2ДU.                         (25)

Для реализации указанных выше режимов работы ПЧН необ­ходимо, чтобы при UC6i=Uc6(i+1)

обеспечивалось закрытие транзи­стора VT12, соответственно чему значение Uвэ!2 должно состав­лять 0,4 — 0,5 В. Исходя из данного условия, по формуле (25) можно определить требуемую величину опорного напряжения ста­билитрона VD3: Uvm= (0,44-0,5) +2ДU= 1,74-7,9 В. Наиболее близко к указанному значению напряжение стабилизации стаби-стора типа КС119А (1,9 В). Поэтому в рассматриваемой, схеме в качестве стабилитрона VD3 применен данный стабистор.

Рассмотрим работу .ПЧН в предположении, что продолжитель­ность t-ro цикла входного сигнала tЦ2 больше продолжительности (i — 1)-го цикла tui, а продолжительность (t — 2)-го цикла, пред­шествовавшего циклу i — 1, такая же, как и цикла i — 1 (рис. 27). К концу (i — 2)-го цикла конденсатор С5 оказывается заряженным до напряжения U'C5, поэтому в течение (i — 1)-го цикла напряже­ния на конденсаторе С6 и выходе ПЧН

UC6(i-1)=U'C6= Uп—U'С5 + 2ДU и UBblK(i — l)=Un-U'C5.

После окончания (i — 1)-го цикла напряжение на конденсаторе С5 также оказывается равным величине U'С5

(рис. 27), чему соот­ветствует напряжение на эмиттере транзистора VT12 UЭ12 = = Un—U'C5 + 2ДU — UVD3=U5

— U'C5 — 0,5. Поскольку fC3<tц1, изменение напряжения на конденсаторе С5 за время tС3 не учиты­вается.



Рис. 28. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 26 при увеличении частоты входного сигнала

Напряжение между базой и эмиттером транзистора VT12 UБЭ12

=Uвых — UЭ12=0,5 В. При таком напряжении между базой и эмиттером транзистор VT12 либо вообще не откроется, либо сразу же закроется после разрядки конденсатора С6 на 0,1 — 0,2 В. Поэтому в первом приближении можно считать, что после окон­чания (i — 1)-го цикла и в течение всего t-ro цикла напряжение на конденсаторе Сб останется практически постоянным и равным Uc6i



= Uп — U'C5 + 2ДU.

К моменту окончания 1-го цикла (рис. 27, точка A) вследствие появления напряжения UK1 на коллекторе транзистора VT1 через конденсатор С2 и базу транзистора VT2 проходит ток IС2, а напря­жение UK2 на

коллекторе VT2 снижается практически до нуля, что обеспечивает выключение транзистора VT13 с отключением от отрицательного полюса источника питания базы транзистора VT12. Тем самым создается возможность включения транзистора VT12. К этому моменту конденсатор С5 оказывается заряженным до на­пряжения UC5", которому соответствует напряжение на эмиттере транзистора VT12 U312 i = Uп — Uс5"+2ДU — UVD3=Un — UC5" — 0,5. Напряжение же на выходе ПЧН и, следовательно, на базе тран­зистора VT12 в данный момент времени UBblKi = UБ12 i=Un — U'cs. Указанным значениям UБ12 i и VЭ12i соответствует разность напряжений между базой и эмиттером транзистора UБЭ12i =UC5'-UC5' + 0,5.



Рис. 29. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение цикла, содержащего элемент следящего разряда, выполненный на базе интегральных микросхем



Рис. 30. Элементы схемы ПЧН по схеме рис. 29

Так как продолжительность 1-го цикла выше, чем (i

— 1)-го цикла, то Uc5">Uc5. Вследствие этого транзистор VT12 откры­вается и начинается разрядка конденсатора Сб. Она будет продол­жаться до тех пор, пока напряжение на конденсаторе С6 не сни­зится до значения UC6"=Uп — Uc5" + 2ДU. Из рассмотрения этого выражения следует, что величина Uс6" равна тому напряжению, которое должно установиться на конденсаторе С6 в (i+l)-M цикле в результате зарядки конденсатора С5 до напряжения UC5". Это означает, что больше никаких изменений напряжения на конден­саторе С6 в период времени tc3 не произойдет, т. е. и на выходе ПЧН будут отсутствовать провалы напряжения UВых (см. рис. 27).

Рассмотрим работу ПЧН, выполненного по схеме рис. 26, когда продолжительность 1-го цикла tц2 меньше продолжительности (i — 1)-го цикла tц1

(рис. 28). Для данного случая к моменту окон­чания 1-го цикла (точка А) будут справедливы ранее полученные формулы, втом числе соотношение UБЭ12i = UС5" — Uс5' + 0,5.





Рис. 31. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 29

Так как ис5'>Uс5", то напряжение UБЭ12 i<0,5 В, что обес­печивает закрытое состояние транзистора VT12 и тем самым пре­дотвращается разрядка конденсатора Сб. Наряду с этим в конце i-го цикла происходит уменьшение до нуля напряжения Uвзс и на коллекторе транзистора VT1 появляется напряжение UK1. Это при­водит к кратковременному протеканию тока через конденсатор СЗ и базу транзистора VT3, в результате чего транзистор VT3 откры­вается, а транзистор VT7 закрывается и конденсатор С6 заря­жается до напряжения U'c6(i+1)=Uc6"=Uп — UC5"+2ДU. Этому со­ответствует напряжение на выходе ПЧН UВых(i+1)=Uп — Uc5".

Из графиков, приведенных на рис. 28, видно, что и для дан­ного случая на выходе ПЧН отсутствуют провалы напряжения.

При замене в ПЧН, выполненном по схеме рис. 26, ряда тран­зисторов интегральными микросхемами (DD1, DD2, DA1) значи­тельно сокращается число комплектующих изделий. В состав интегратора такого ПЧН (рис. 29) входит конденсатор С4, заряжаемый через резистор R7, а за­поминающий элемент содержит конденсатор С5, напряжение на котором определяется уровнем напряжения, до которого заря­жается к концу предыдущего цикла конденсатор С4. Такая связь напряжений обеспечивает­ся вследствие соединения между собой конденсаторов С4 и С5 через транзисторы VT1, VT2 и VT3, включенные по схеме эмит-терного повторителя. Операцион­ный усилитель DA1, включенный по схеме повторителя напряже­ния, обеспечивает усиление мощ­ности сигнала, поступающего на выход усилителя от конденса­тора Со.

Элементы схемы, через кото­рые заряжаются и разряжаются конденсаторы С4 и С5, показаны на рис. 30. Формирование периодов зарядки и разрядки этих конденсаторов выполняется с помощью одновибраторов, со­бранных из элементов DDL2, DD1.3 и DD2.2, DD2.3, входящие в состав интегральных микросхем DD1 и DD2 (см. рис. 29). Конденсатор С4 заряжается в периоды времени, когда напряже­ние на выходе элемента DD2.4 (см. рис. 30, точка Р) имеет низ­кий уровень. При появлении на этом выходе напряжения высо­кого уровня происходит быстрая разрядка конденсатора С4 через параллельно соединенные резисторы R7, R6 и диод VD5.



Особенность рассматриваемой схемы заключается в том, что команды на зарядку и разрядку конденсатора С5 подаются одно­временно, когда напряжение на выходе элемента DD1.3 (точка F) имеет низкий уровень, а напряжение на выходе элемента DD1.4 (точка K) — высокий. При этом возможны следующие режимы за­рядки или разрядки конденсатора.

1. Если напряжение, до которого ранее (т. е. в конце предыду­щего цикла) был заряжен конденсатор С5 выше напряжения, которое подводится к базе транзистора VT3 от конденсатора С4 (через транзисторы VT1, VT2), то зарядка конденсатора С5 отсут­ствует, и он только разряжается через цепь, состоящую из диода VD6 и резистора R9.

Разрядка конденсатора С5 происходит до такого момента, ког­да снижение напряжения на нем достигает величины

UС5раз = Un — UC4 + ДUЭБ1 + ДUЭБ2 — ДUЭБЗ,                                   (26)

где ДUэБ1 , ДUэв2 и ДUЭБЗ — падения напряжения на переходе база — эмиттер транзисторов соответственно VT1, VT2 и VT3.

Дальнейшая разрядка конденсатора С5 прекращается» и напря­жение на нем поддерживается на уровне, определяемом формулой (26), в результате подключения конденсатора к его зарядной цепи (через открывающийся транзистор VT3).



Рис. 32. Зависимость напряжения ияых ПЧН (см. рис. 29) от частоты входного сигнала:

1 и 2 — напряжения питания соответственно 12 10,8 В

2. Если напряжение, до которого ранее был заряжен конденса­тор С5, на 0,4 — 0,5 В ниже, чем напряжение, подводимое к базе транзистора VT3 от конденсатора С4, то данный транзистор от­крывается и через него конденсатор С5 заряжается до уровня, определяемого формулой (26).

Для иллюстрации работы рассматриваемого ПЧН (см. рис. 29) на рис. 31 показано изменение во времени напряжения в некото­рых точках схемы при различных частотах входного сигнала. Из рисунка видно, что при данной схеме на выходе ПЧН отсутствуют «провалы» напряжения.

На рис. 32 приведены получен­ные при испытаниях ПЧН зависи­мости напряжения Uвых

на его вы­ходе от частоты f входного сигнала (при напряжении питания 10,8 и 12 В). Зависимости USKJL



= F(f) яв­ляются нелинейными, однако в них могут быть выделены два линейных участка.

ПЧН с ускоренным (в течение полуцикла) преобразованием вход­ного сигнала. Особенностью данного ПЧН, структурная схема которого приведена на рис. 33, является наличие двух интеграто­ров. У первого интегратора зарядка и разрядка интегрирующего конденсатора С1 протекают в течение действия импульсов Un входного сигнала (первый полуцикл), а в промежутке между ними (второй полуцикл) напряжение на данном конденсаторе остается неизменным (период запоминания уровня напряжения). Во втором интеграторе зарядка и разрядка интегрирующего конденсатора С2 происходят под действием инверсного входного сигнала t7BX, им­пульс которого появляется в периоды tп (рис. 34). Во время дей­ствия импульсов Uвх напряжение на конденсаторе С2 не меняется (запоминается).



Рис. 33. Структурная схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в тече­ние полуцикла

Конденсаторы интеграторов связаны с выходной цепью ПЧН через элемент типа ИЛИ, который пропускает на выход ПЧН на­пряжение того из конденсаторов, которое в данный момент имеет большее (или меньшее) значение.

В начале периодов t№ и tn

формируются короткие импульсы Upaзl и Uраз2

продолжительностью tраз, в течение которых происходит поочередная быстрая разрядка конденсаторов С1 и С2, после чего начинается их зарядка.

Из анализа изменения напряжения Uc1 и UС2 на конденсаторах интеграторов следует, что процесс обработки входного сигнала, характеризующийся прекращением изменения указанных напряже­ний, завершается в течение полуциклов входного сигнала. Следо­вательно, в рассматриваемом ПЧН обеспечивается более высокое быстродействие по сравнению с ПЧН по схеме рис. 26. В част­ности, при скважности входного сигнала, равной 2 (tи=tп), быст­родействие увеличивается в 2 раза.

Данное положительное качество рассматриваемого ПЧН при­обретает особое значение в случае низкочастотных входных сигна­лов. Следует, однако, иметь в виду, что максимальное быстро­действие ПЧН можно реализовать только при условии равенства величин Uc1max и Uc2max. В противном случае будут иметь место пульсации выходного напряжения ПЧН (рис. 34), и для их сгла­живания потребуется применение дополнительного ФНЧ. Это, в свою очередь, приведет к снижению быстродействия ПЧН. Такой же фильтр окажется необходимым при нестабильности скважности входного сигнала, как, например, при использовании в качестве входного сигнала импульсов прерывателя распределителя системы зажигания.



Рассмотрим работу ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла, используемого в системе автоматического управления сцеплением (рис. 35). В момент появления импульса входного сигнала UВх

(рис. 36, точка А) открывается транзистор VTI (см. рис. 35), в результате чего напряжение Uкi ка его кол­лекторе уменьшается практически до нуля. Это приводит к следую­щим изменениям в работе схемы. Для прохождения базового тока IБб транзистора VT6 создается цепь, в результате чего обеспечи­вается открытие перехода эмиттер — коллектор данного транзи­стора, приводящее к быстрой разрядке конденсатора С5. При про­хождении тока IБ6

через конденсатор С4 он заряжается, в резуль­тате чего сила тока IБ6 снижается до нуля. При этом транзистор VT6 закрывается и создается возможность последующей зарядки конденсатора С5. Вследствие уменьшения до нуля напряжения UK1 закрываются транзисторы VT2 и VT3. Закрытие транзистора VT2 приводит к прекращению зарядки конденсатора С2, которое ранее осуществлялось через переход эмиттер — коллектор данного транзистора и резистора R7.



Рис. 34. Формы сигналов в ПЧН с преобразованием входного сигнала в тече­ние полуцикла



Рис. 35. Схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла

В течение всего последующего периода tK действия импульса входного сигнала напряжение UC2 на конденсаторе С2 практи­чески не изменяется (см. рис. 36). Закрытие транзистора VT3 приводит к появлению напряжения Uкз высокого уровня на его кол­лекторе, вследствие чего открывается транзистор VT4 и конденса­тор С5 заряжается через резистор R16. Конденсатор С5 заряжа­ется в течение почти всего периода действия импульса входного сигнала, за исключением очень короткого промежутка времени tраз. При закрытии транзистора VT3 через резисторы R12, R11 и R13 разряжается ранее зарядившийся конденсатор СЗ. В течение всего периода tи действия импульса входного сигнала напряжение UС2 на конденсаторе С2 имеет более высокий уровень по сравне­нию с напряжением UC5 на конденсаторе С5. Вследствие этого к базе транзистора VT8 будет подведено напряжение UБ8



= = Uц — UC2, которое ниже напряжения UB7 = Un

— UC5, подводимого к базе транзистора VT7.



Рис. 36. Формы сигналов элементов ПЧН по схеме рис. 35: а и. б — соответственно при низкой и высокой частотах входного сигнала

Транзисторы VТ7 и VT8, включенные по схеме эмиттерного повторителя, образуют схему типа ИЛИ, которая пропускает на выход входное напряжение низшего уровня. Поэтому к базе тран­зистора VT9, также включенного по схеме эмиттерного повтори­теля, будет подведено напряжение UB9 =ДUБ8 +UЭБЗ = = Un — Uс2mаx + ДUэБ8 (где ДUЭБ8 — падение напряжения в пере­ходе эмиттер — база транзистора VT8). Этому напряжению будет соответствовать выходное напряжение ПЧН

Uвых = Uп - UС2mах + ДUЭБ8 + ДUЭБ9 — ДUЭБ1О - АUЭБ11,                    (27)

где ДUЭБ9, AUЭБ10 и ДUэв11 — падения напряжения на переходе эмиттер — база транзисторов соответственно VT9, VT10, VT11.

Падение напряжения на переходе база — эмиттер транзисторов VT8, VT9, VT10 и VT11 в первом приближении может быть при­нято одинаковым. Тогда формула (27) приобретает вид Uвых

=

После окончания действия импульса входного сигнала (см. рис. 36, а, точка Б) напряжение на базе транзистора VT1 сни­жается до нуля, а напряжение Uкл на его коллекторе возрастает. В результате закрытия транзистора VT1 через резисторы R4, R17 и R18 разряжается ранее заряженный конденсатор С4. Тем самым создается возможность последующего включения транзистора VT6 (в следующем пол у цикле работы схемы). Кроме того, закрытие транзистора VT1 вызывает следующие изменения в работе схемы: открываются транзисторы VT2 и VT3 и закрывается транзи­стор VT4. В результате открытия транзистора VT3 создается цепь для прохождения базового тока IБ5

транзистора VT5, благодаря чему открывается переход эмиттер — коллектор данного транзи­стора и быстро разряжается конденсатор С2. При прохождении тока IБ5 конденсатор СЗ быстро заряжается, что обусловливает закрытие транзистора VT5. Тем самым подготовляется возмож­ность последующей зарядки конденсатора С2.





Рис. 37. Зависимость выходного на­ пряжения ПЧН по схеме рис. 35 от частоты входного сигнала

Кроме того, открытие транзистора VT3 приводит к закрытию транзистора VT4 и прекращению вследствие этого зарядки конден­сатора С5. В результате напряжение 1)Сь на конденсаторе в тече­ние всего периода tn (между импульсами входного напряжения) остается неизменным (см. рис. 36).

В результате открытия транзистора VT2 через его переход эмиттер — коллектор и резистор R7 заряжается конденсатор С2. Зарядка продолжается в течение всего периода tn, за исключением небольшого промежутка времени tраз. При этом напряжение UC5 на конденсаторе С5 выше напряжения UC2 на конденсаторе С2 и, следовательно, напряжение UE? на базе транзистора VT7 имеет более низкий уровень по сравнению с напряжением UBS на базе транзистора VT8. Таким образом, к базе транзистора VT9 оказы­вается подведенным напряжение UБЭ

= UБ7 + ДUЭБ7 = Uп

— Uc5 mах + + ДUэв7 (где ДUЭБ7 — падение напряжения в переходе эмиттер — база транзистора VT7). Этому соответствует напряжение на выходе ПЧН UВЫХ = Uп — Uc5max.

Таким образом, в течение пе­риода tH напряжение на выходе ПЧН Uвых' = Uп — Uc2max, а в течение периода tnUBblХ" = Un —  UC5max.

Выше уже отмечалось, что в реальных условиях работы ПЧН трудно обеспечить точное равен­ство Величин Uc2max и UС5 max.

Поэтому для сглаживания пуль­саций выходного напряжения, возникающих при неравенстве

Величин Uс2mах и UС5 max, В реальной схеме ПЧН применен ФНЧ, содержащий резистор R22 и конденсатор С6 (см. рис. 35). Очевидно, что наличие такого фильтра уменьшает быстродейст­вие ПЧН. Поэтому ПЧН, выпол­ненный по рассматриваемой схе­ме, в случае непостоянства скважности входного сигнала практически не имеет преимуществ в быстродействии по сравнению с ПЧН по схемам, приведенным на рис. 21, 24, 26 и 29.

Путем соответствующего выбора сопротивления резисторов и конденсаторов времязадающих цепей (R7, R16, С2 и С5) в ПЧН по схеме рис. 35 можно получить зависимость UBЫХ = F(f) (где f — частота входного сигнала) при Uи=10 В (рис. 37), приближаю­щуюся к линейной. При этом, однако, сужается диапазон измене­ния напряжения на выходе ПЧН, который в линейной зоне состав­ляет всего лишь около 40 % напряжения источника питания. Диапазон изменения Uвых может быть увеличен, но только за счет ухудшения линейности характеристики UBЫХ — F(f)t т. е. рассмат­риваемая схема не имеет преимуществ по сравнению со схемами на рис. 21, 24, 26 и 29. Так, из сопоставления зависимостей (А,ых = =F(f), приведенных на рис. 23, 32 и 37, видно, что для всех срав­ниваемых схем уменьшение диапазона изменения напряжения Uвых



позволяет улучшить линейность характеристики ПЧН.

С учетом особенностей рассмотренных выше ПЧН различного типа могут быть даны следующие рекомендации по их выбору:

при высокой частоте входных сигналов (выше сотен герц) и отсутствии особых требований к быстродействию преобразования предпочтительным является применение ПЧН с формирователем выходных сигналов переменной скважности в сочетании с ФНЧ;

при частотах входных сигналов порядка единиц и десятков герц и необходимости высокого быстродействия преобразования и сведения к минимуму пульсации выходного напряжения ПЧН сле­дует применять схему с управляемым интегратором входных сиг-Налов;

схема ПЧН с преобразованием входного сигнала в течение полуцикла является предпочтительной, если скважность входного сигнала изменяется в небольших пределах. В этом случае допол­нительный фильтр ПЧН может иметь небольшую постоянную вре­мени, что обеспечит максимальное быстродействие преобразования входного сигнала.

РЕГУЛЯТОРЫ СИЛЫ ТОКА

В автомобильной электронной аппаратуре часто возни­кает необходимость автоматического регулирования силы тока в цепи нагрузки по заданному закону в зависимости от тех или иных управляющих сигналов. Частным случаем такого регулиро­вания является поддержание постоянства заданной силы тока в цепи при возможных изменениях напряжения питания, сопротив­ления нагрузки, температуры окружающей среды и других фак­торов.

Способы решения задач регулирования существенно отлича­ются в зависимости от того, в какой цепи необходимо обеспечить регулирование (или поддержание постоянства) силы тока. Наи­более просто решается эта задача в цепях малой мощности, где регулирующие элементы работают с небольшой рассеиваемой мощностью. Значительно сложнее обеспечить нормальную работу системы регулирования при токах нагрузки, превышающих 1 — 2 А, особенно если необходимо иметь значительный диапазон регулиро­вания силы тока.

Ниже рассматриваются электронные системы, которые могут быть рекомендованы для автоматического регулирования силы тока в цепях с мощностью нагрузки от единицы до десятков ватт.



 

Системы непрерывного регулирования силы тока

В некоторых системах управления автомобильными агрегатами для автоматического регулирования давления жидко­сти или количества топлива, подаваемого в двигатель, используют клапаны или золотники с электромагнитным приводом. При таком способе управления для обеспечения стабильности регулировочной характеристики необходимо сохранять постоянство заданной силы тока в обмотке электромагнита независимо от таких факторов, как напряжение в бортовой сети автомобиля и температура окру­жающей среды, влияющая на сопротивление обмотки электро­магнита.

Как правило, в указанных системах управления используют сравнительно маломощные электромагниты с максимальной силой тока нагрузки, не превышающей 1 А (при номинальном напряже­нии бортовой сети 12 В). Для управления такими электромагни­тами может быть рекомендована система автоматического поддер­жания силы тока с так называемым режимом непрерывного регу­лирования. При таком режиме практически отсутствуют пульсации силы тока в цепи нагрузки, но в силовом регулирующем элементе  (выходном транзисторе) рассеивается значительная мощность

Р = (Uп—IнRн) Iн,                                                                                   (28)

где Iн — сила заданного тока нагрузки; RH

— сопротивление на­грузки (обмотки электромагнита).

В качестве примера подобных систем регулирования на рис.38 приведена схема регулятора, обеспечивающего поддержание за­данной силы тока в обмотке электромагнита, предназначенного для регулирования давления жидкости в напорной магистрали гидромеханической передачи. По принципу действия электронный блок напоминает компенсационный стабилизатор напряжения. Измерительным элементом блока является резистор R6, через который проходит ток нагрузки Iэм электромагнита. В качестве управляющего элемента блока используется транзистор VT1, а регулирование (поддержание постоянства) силы тока Iэм

осу­ществляется с помощью регулирующего транзистора VT2, рабо­тающего в активном режиме.



Применение стабилитрона VD1 обеспечивает постоянство на­пряжения UB1, подводимого к базе транзистора VT1, независимо от напряжения Un

бортовой сети. Напряжение Uэ1, подводимое к эмиттеру транзистора VT1, определяется падением напряжения в измерительном резисторе R6 при прохождении через него тока Iэм. Сила тока IБ1, проходящего через базу транзистора VT1, определяется разностью напряжений UB1

и Uэ1. Чем больше эта разность, тем выше сила тока IБ1, следствием чего является уве­личение силы тока IK1 коллектора транзистора VT1, а также силы тока базы IБ2 и коллектора IК2

транзистора VT2, определяющего величину тока Iэм.



Рис. 38. Схема регулятора силы тока с непрерывным регулированием и зави­симость тока Iэм и напряжения UCT от напряжения Un

Параметры схемы рассчитывают таким образом, чтобы при прохождении через резистор R6 тока электромагнита Iэмн

задан­ной силы падение напряжения в резисторе обеспечивало такую разность UB1 — Uэ1, которая необходима для получения тока IК2=Iэм н. При отклонении силы тока в обмотке электромагнита от заданного значения Iэмн, например, в сторону увеличения воз­растет падение напряжения в резисторе R6 и, следовательно, уменьшится разность UБ1 — UЭI. Это приведет к снижению силы тока IБ1 и восстановлению прежней силы тока Iэмн в обмотке электроглагнита.

В случае уменьшения силы тока Iмэ, наоборот, произойдет увеличение разности UБI — Uэ1 , что обусловит восстановление за­данной силы тока Iэм н. Надо отметить, что сила тока в обмотке электромагнита не зависит ни от сопротивления его обмотки, ни от напряжения источника питания, так как режим работы тран­зисторов VT1 и VT2 определяется исключительно падением напря­жения в резисторе R6, которое является функцией толька силы тока Iэм. Данная особенность рассматриваемой схемы является важным ее преимуществом.

Если параллельно переходу эмиттер — коллектор транзистора VT2 подключить, как это показано штриховой линией на рис. 38, резистор R7, то тепловой режим транзистора VT2 существенно улучшится, так как часть тока обмотки электромагнита будет про­ходить через этот резистор. Сопротивление резистора R7 должно быть выбрано таким, чтобы при максимально возможном напря­жении питания сила проходящего через него тока была не больше заданного значения Iэмн.



Анализ полученной при испытаниях рассматриваемой схемы зависимости силы тока Iэм в обмотке электромагнита от напря­жения Un источника питания (рис. 38) показывает, что изменение силы тока Iэм в диапазоне напряжений 10,8 — 15 В составило всего лишь ±2,5% (от 0,96 до 1,01 А). При максимальном напряжении питания бортовой сети, равном 15 В, в регулирующих элементах системы рассеивается мощность, составляющая около 6 — 8 Вт в зависимости от сопротивления Rэм обмотки электромагнита, которое при изменении ее температуры колеблется в пределах 6 — 8 Ом. При отсутствии резистора R7 вся эта мощность рассеи­вается в транзисторе VT2, а в случае применения резистора R7 с сопротивлением, равным 6 Ом, мощность, рассеиваемая в тран­зисторе VT2, уменьшается примерно в 2 раза.

Приведенные цифры являются наглядной иллюстрацией не­благоприятных энергетических показателей систем непрерывного регулирования силы тока. В связи с этим системы данного типа являются менее универсальными по сравнению с системами им­пульсного регулирования, обладающими несравненно лучшими показателями по мощности, рассеиваемой в регулирующих эле­ментах.

 

Системы импульсного регулирования силы тока

По принципу действия рассматриваемые системы по­добны электронному регулятору напряжения, но контролируемым параметром в них является не регулируемое напряжение, а сила тока в цепи нагрузки. Примером такой системы регулирования является регулятор силы тока в обмотке электромагнита, входя­щего в состав устройства автоматического управления сцеплением автомобиля (рис.39).



Рис. 39. Схема импульсного регуля­тора силы тока и зависимость iэм

=f(t)

Управляющим элементом регулятора Р является операционный усилитель DA1, источником питания которого является стабилиза­тор напряжения СГ, поддерживающий постоянным напряжение Uст

между положительным полюсом бортовой сети ( + UCT) и ши­ной ( — UCT). Разность напряжений между ними составляет 10,0 — 10,2 В.

Вначале рассмотрим действие регулятора при неизменном со­противлении переменного резистора Rу, являющегося элементом задания требуемой силы тока. При этом напряжение, подводимое к инвертирующему входу 4 операционного усилителя, зависит от того, открыт или закрыт транзистор VTL Если данный транзистор открыт, то резистор R1 нагружается дополнительным током, про­ходящим через резистор R9*, вследствие чего к входу 4 усилителя подводится более низкое напряжение U40тк по сравнению с напряжением U4зак, подводимым к входу 4 при закрытом транзи­сторе VT1.



Сопротивление резистора R9* выбирают таким, чтобы разность U4зак — U4отк = ДU4 была больше напряжения дифференциального сигнала, требуемого для перевода операционного усилителя из ре­жима с низким уровнем выходного напряжения в режим с высоким (максимальным) уровнем выходного напряжения.

К неинвертирующему входу 5 операционного усилителя подво­дится напряжение

U5 = (Ucт -IЭМR15) R4/(Rэ + R4).                                                             (29)

Если разность напряжений U5 — U4

превышает величину ДUА, то напряжение на выходе 10 усилителя имеет высокий уровень (8,5 В). При U4>U5 напряжение на выходе усилителя имеет низ­кий уровень (1,5 В).

В первый момент после подключения схемы к источнику пита­ния вследствие большой индуктивности обмотки электромагнита сила тока Iэм

=0 независимо от того, открыт или закрыт транзи­стор. Падение напряжения в резисторе R16 будет отсутствовать, благодаря чему напряжение U5 окажется значительно выше на­пряжения U4. Следствием этого явится появление на выходе 10 усилителя напряжения высокого уровня, что обеспечит открытие транзисторов VT2, VT3 и VT4 выходного усилителя ВУ с подклю­чением обмотки электромагнита к источнику питания. Кроме того, откроется транзистор VT1, и на входе 4 усилителя устано­вится напряжение U4 0тк низкого уровня.

При подключении обмотки электромагнита к источнику пита­ния постепенно увеличится в ней сила тока, который, проходя через резистор R16, обусловит в нем падение напряжения ДU)в= = Iэм R16. Из этой формулы следует, что по мере увеличения силы тока Iэм происходит уменьшение напряжения U5, подводимого к неинвертирующему входу 5 усилителя. Когда вследствие увели­чения силы тока Iэм до значения IЭм mах это напряжение умень­шится настолько, что разность U5 — U4 отк

окажется меньше ДU4, напряжение на выходе 10 усилителя начнет снижаться, и одновре­менно будет постепенно закрываться транзистор VT1. Это вызовет повышение напряжения на входе 4 усилителя.



Такое повышение напряжения U4 приведет к дальнейшему уменьшению разности U5 — U4, вследствие чего усилитель начнет работать в режиме с низким уровнем выходного напряжения. Напряжение на входе 4 при этом равно значению U4зак.

Вследствие уменьшения до низкого уровня напряжения на вы­ходе усилителя выключаются транзисторы VT2, VT3 и VT4, в ре­зультате чего обмотка электромагнита отключается от источника питания (бортовой сети). Однако сила тока Iэмзак

(см. рис. 39) при этом не падает до нуля, а постепенно уменьшается, поскольку данный ток поддерживается за счет ЭДС самоиндукции обмотки электромагнита, и его цепь замыкается через диод VDL

По мере уменьшения силы тока Iэм возрастает напряжение U5 и, когда оно при силе тока Iэм=Iэм min превысит напряжение U4зак, усилитель начнет работать в режиме с высоким уровнем выходного напряжения. Вследствие открытия при этом транзи­стора VT1 и снижения напряжения на входе 4 усилителя до зна­чения U40Тк данный переход происходит лавинообразно и на вы­ходе усилителя сразу же устанавливается напряжение высокого уровня. Далее процесс будет неоднократно повторяться, а сила тока в цепи электромагнита будет меняться от Iэм min до Iэм max (см. рис. 39).

Важной особенностью рассматриваемой схемы является ис­пользование для управления операционным усилителем эффекта положительной обратной связи, реализуемой с помощью транзи­стора VT1. В результате действия этой положительной обратной связи при любой комбинации напряжений на входах 4 и 5 усили­теля на его выходе устанавливается либо минимальное (1,5 В), либо максимальное (8,5 В) напряжение. Тем самым гарантиру­ется режим работы транзисторов VT2, VT3 и VT4 либо в режиме отсечки, либо в режиме насыщения. Как в том, так и другом слу­чае рассеиваемая мощность в данных транзисторах минимальна. Частота изменения силы тока Iэм зависит от глубины указанной положительной обратной связи, которая определяется сопротив­лением резистора R9*.

При электромагнитной постоянной времени обмотки электро­магнита, равной 100 — 120 мс, изменением сопротивления рези­стора R9* обеспечивается регулирование частоты изменения силы тока Iэм



в пределах 10 — 1000 Гц. Сила тока IЭм не зависит ни от напряжения источника питания, ни от сопротивления обмотки электромагнита, поскольку входным сигналом для системы регу­лирования является только падение напряжения в резисторе R16, которое при постоянстве сопротивления данного резистора явля­ется функцией силы тока Iэм. Благодаря этому данная схема обеспечивает высокую стабильность среднего значения тока Iэмср в цепи нагрузки при значительных колебаниях таких внешних факторов, как напряжение бортовой сети автомобиля и темпера­тура окружающей среды.

Наряду с поддержанием в цепи нагрузки постоянной заданной силы тока рассматриваемая схема позволяет обеспечить и ее из­менение по заданному закону в зависимости от уровня управляю­щих сигналов, подводимых к входу А схемы. Это, в частности, может быть реализовано путем изменения сопротивления рези­стора Rу

или подведения к входу А напряжения от источника управляющего сигнала.

В любом случае требуется только обеспечить изменение по за­данному закону напряжения, подводимого к входу А схемы и, следовательно, к входу 4 операционного усилителя. Изменение данного напряжения обусловит переход усилителя от режима с низким уровнем выходного напряжения в режим с высоким его уровнем и обратно при других значениях напряжения U5 на вы­ходе 5 усилителя.

Из формулы (29) следует, что напряжение U5 определяет силу тока в обмотке электромагнита, т. е. значения Iэмmin, IЭм max и Iэмср

будут меняться в зависимости от величины Ub.

Описываемая схема теоретически не имеет ограничений в от­ношении мощности нагрузки, если требуется поддержание задан­ной силы тока или его регулирование. Практически, однако, ис­пользовать данную схему при силе тока выше 10 — 15 А затрудни­тельно из-за необходимости применения радиаторов больших раз­меров, способных рассеивать мощность 10 — 20 Вт, выделяемую в цепи регулирующих (выходных) транзисторов.

 


Содержание раздела

---

---